基于SISL的六端口網絡技術的研究

摘 要
 
隨著無線通信技術的發展，射頻接收機和雷達傳感器在不同領域都發揮著重要的作用。六端口網絡能夠提供多個可選擇的矢量通道，在微波毫米波測量應用中得到了廣泛的應用。上世紀 90 年代開始，六端口網絡開始被應用在直接變頻接收機和雷達傳感器中。并由于其天然的優勢，六端口接收機技術得到了快速的發展， 實現了各類高頻率、多通道、寬帶、多功能的雷達接收機系統。
介質集成懸置線（Substrate Integrated Suspended Line，SISL）是馬凱學團隊在國際上自主提出的新型電路設計平臺，其利用多層印制板電路技術，不僅具備傳統懸置線低損耗、高 Q 值的優點，同時解決了傳統波導懸置線電路成本高、不易集成、體積和重量較大等缺點，具有十分廣闊的應用空間。目前有低噪放、功放、VCO、開關、多工器、高增益天線、耦合器等多種有源和無源器件在 SISL 平臺上得到了廣泛的應用和驗證。
本文首次基于SISL 平臺設計了六端口網絡電路。采用內層板鏤空、雙層金屬寬邊共行互聯的技術，以及上下接地平面和周圍金屬化孔屏蔽墻構成的優良電磁屏蔽環境，在介質損耗、導體損耗以及輻射損耗三個方面大幅減小電路的損耗。并根據仿生蜂窩的設計理念和方法，將三個 SISL 貼片耦合器和一個 SISL 環形耦合器集成在 SISL 蜂窩平臺上實現了新型 SISL 六端口結電路。每個模塊都設置在獨立的封閉腔體內，有效減少模塊間的寄生效應，提高了系統電路的集成效率。所設計的SISL 六端口結電路工作在 24GHz 頻段，并與SISL 二極管檢波器和差分運算放大器集成在同一SISL 平臺上實現SISL 六端口網絡。整體電路采用標準PCB 工藝加工，系統集成度高，同時具有損耗小、低成本和自封裝的優勢。
本文基于多層 SISL 結構，設計了一種多層 SISL 不同層腔體間的過渡方案， 實現了SISL 設計平臺的縱向集成，進一步提高了系統的集成度。通過引入帶線互聯結構，大幅減小了寄生效應，并設計了一種基于多層 SISL 的 Ka 波段的垂直功分器，并將其應用在基于 SISL 的 Vivaldi 天線 2×2 陣列的饋電網絡中，進一步驗證了多層SISL 設計平臺的應用空間。
 
關鍵詞：介質集成懸置線，六端口網絡，過渡結構，自封裝
 
 
目 錄
 
第一章 緒 論 1
1.1本課題的研究背景與意義 1
1.2六端口技術簡介和研究現狀 2
1.2.1簡介 2
1.2.2國內外發展現狀 2
1.3本論文的結構安排 7
第二章 六端口技術原理和介質集成懸置線 9
2.1六端口網絡技術理論基礎 9
2.1.1六端口技術理論 9
2.1.2二極管檢波電路理論 14
2.2介質集成懸置線 18
2.3本章小結 19
第三章 基于介質集成懸置線的六端口網絡設計與實現 20
3.1介質集成懸置線與蜂窩概念 20
3.2基于SISL 的防撞雷達與六端口網絡 21
3.2.1基于SISL 的六端口防撞雷達 21
3.2.2六端口網絡拓撲結構 23
3.3六端口結電路的設計與實現 24
3.3.1基于SISL 的正交耦合器設計 24
3.3.2基于SISL 的環形耦合器設計 29
3.3.3六端口結電路的集成 31
3.4基于SISL 的檢波器電路設計 33
3.4.1肖特基二極管的選擇 33
3.4.2SISL 二極管檢波器設計 35
3.4.3二極管檢波器的諧波平衡仿真 41
3.4.4仿真和測試結果 43
3.5差分運算放大器 44
3.6SISL 六端口網絡仿真與結果分析 46
3.7本章小結 48
第四章 多層SISL 過渡結構及天線陣列應用 49
4.1多層SISL 不同層腔體的過渡結構 49
4.1.1設計思路 49
4.1.2仿真與測試結果 51
4.2基于多層SISL 過渡結構的垂直功分器與饋電網絡 52
4.2.1垂直功分器 52
4.2.2饋電網絡 54
4.3多層SISL 設計平臺的天線陣列應用 56
4.4本章小節 58
第五章 總結與展望 59
5.1全文總結 59
5.2本文的不足與后期展望 59
致 謝 60
 
第一章 緒 論
 
1.1本課題的研究背景與意義
隨著信息時代的到來和發展，無線通信技術也得到了十分迅猛地發展。如今， 無線產品普及度越來越高，在社會的各個領域都扮演著重要角色。其中汽車防撞雷達能夠為人們的日常出行提供安全保障，是一個十分意義重大的課題。性能良好的雷達系統是這個課題研究的重點，在傳統的防撞雷達系統中，通常采用的超外差接收方案。發射機產生低頻的基帶信號經過兩次上變頻成為高頻信號由發射天線發射，遇到目標后產生反射信號，由接收天線接收，然后濾波和放大處理后經過混頻器下變頻處理得到低頻的基帶信號，再經過數據處理模塊的算法處理獲得檢測目標的距離和速度信息。這種超外差發接收方案通?？梢詫崿F很大的接收動態范圍和接收靈敏度，但不可避免的也存在一些缺點，比如電路相對復雜，鏡頻信號抑制比較困難等。而基于六端口網絡技術的防撞雷達，采用的是六端口網絡代替混頻器的一種直接變頻方案，通過二極管檢波器的平方律效應直接從參考信號和回波信號中提取多普勒頻率，從而得到檢測目標的距離和速度信息 [1]。與傳統的超外差方案相比，基于六端口網絡的防撞雷達測量過程簡單，可以通過校準有效提高測量精度，并且電路相對簡單，成本較低[2]。而六端口網絡技術也因其低成本、易于集成、高精度、寬帶寬等優勢也廣泛應用于雷達通信系統、測量儀器以及 Massive MIMO、5G 通信等領域。
介質集成懸置線(SISL)是 2013 年提出的一種新型傳輸線[3]，該平臺運用商用多層印制電路板(PCB)或多層低溫共燒陶瓷(LTCC)等材料和加工工藝，實現這一全新的多層自封裝傳輸結構。能夠將微波毫米波前端電路如濾波器[4]，混頻器[5]，壓控振蕩器[6]、多工器[7]、天線[8]、開關電路[9]、低噪聲放大器[10]等全部集成于SISL 的設計平臺上，研制出具有體積小、成本低、可靠性好、高集成度、自封裝等優點的新型微波毫米波前端系統。它的研究將在前端電路與系統方面開辟一個新的領域，從而推動該技術實現的前端電路與系統在軍事和民用的廣泛應用，為我國現代國防通信雷達等前端系統開辟新的設計實現手段。由于這種多層結構的新穎性、高性能、自封裝、小型化、低成本和高集成度等特性，而且適于大規模生產，其發展前景十分看好。
 
1.2六端口技術簡介和研究現狀
1.2.1簡介
1972 年，美國科學家 Engen 和 Hoer 首次提出了六端口技術，其在早期的網絡分析儀中起到了關鍵作用。六端口電路是由功分器和定向耦合器等具有功率分配和相移功能的元件組成的無源器件，包含兩個輸入端口和四個輸出端口。并且兩個輸入信號的幅度和相位信息能夠通過四個輸出信號的功率值表示出來[11]。也就是說該結構能夠將復雜的矢量信息轉化為簡單的標量信息，很大程度上簡化了測量的復雜性，在微波測量領域是一個十分巨大的進步。并且由于其結構簡單、成本低， 六端口技術得到了長足的發展。
在其提出后的十幾年中，六端口技術主要應用與反射儀和網絡分析儀等測量領域。到了二十世紀九十年代，六端口技術由于其易集成、精度高、寬帶寬等優勢開始應用在接收機和雷達傳感器上[12-16]，實現了多種信號的解調?；诹丝诩夹g的零中頻接收機原理框圖如圖 1-1 所示。
 
圖 1-1 基于六端口技術的零中頻接收機原理框圖
 
1.2.2國內外發展現狀
1.2.2.1六端口網絡技術
近年來，加拿大蒙特利爾大學的吳柯教授、德國埃爾朗根-紐倫堡大學的 R. Weigel 等團隊都在基于六端口網絡技術的雷達系統研究方面取得了很大的進展， 對六端口雷達技術的發展做出了杰出的貢獻。吳柯教授團隊對六端口雷達的研究起步比較早，在 2004 年，E. Moldovan 等人發表了工作在 94GHz 的六端口防撞雷達傳感器，基于矩形波導結構采用四個正交耦合器和移相器的拓撲設計，如圖 1-2
 
 
 
所示[1]。實現了對 7 米目標測量誤差約為 4%[1]。2006 年，X. Xu 等人發表了一種基于介質集成波導的六端口軟件無線電接收機系統，該系統工作在 22GHz ~26GHz， 支持 QPSK 和 QAM16 調制方案，兩種方案的誤碼率分別小于 10.5dB 以及大于15dB[16]。2008 年，H. Zhang 等人發表了一種基于六端口接收機技術的軟件無線電雷達測量系統，該系統采用調頻連續波和雙頻連續波信號互補的測試方案，兩種測 量方式由軟件控制切換。解決了連續波雷達的距離模糊問題，在 C 波段工作測試結果顯示最大誤差在 5cm 左右[17]。
（a） （b）
 
圖 1-2  六端口鑒頻器[1]。（a）拓撲結構；（b）加工實物圖
 
德國埃爾朗根-紐倫堡大學的 R. Weigel 團隊近些年在六端口雷達方向做了深入的研究，2012 年，B. Laemmle 等人發表了工作在 77GHz 的六端口接收機前端用于對到達角的檢測，該設計采用 200-GHz fT SiGe bipolar 工藝，實現了 3-dB 帶寬為 75GHz~84GHz 的六端口接收前端，其整體尺寸只有 1028×1128 µm2 [18]。2013 年，G. Vinci 等人發表了工作在 24GHz 的檢測生命體征的調頻連續波六端口雷達傳感器，如圖 1-3 所示[19]，其輻射功率小于 3uW。與其他傳統雷達相比，在更高的工作頻率下具有更好的性能和精度[19]。2014 年，S. Lindner 等人發表了用于微米精度封閉系統測量的基于六端口原理的 24GHz 連續波雷達系統，使用雙頻測試方法提高測量的模糊范圍。該雷達的測量距離為 50cm，誤差為 35um[20]。2018 年，
F. Lurz 等人發表了一種用于遠程振動監測的輕型超低功耗 24GHz 六端口雷達系統，測試靈敏度遠低于 100nm，整個系統的平均功耗為 30nW[21]。2018 年，S. Mann 等人發表了基于SIW 的工作頻率為 61GHz 的鋁和鋼軋機的板厚監測系統，采用了兩個六端口雷達系統差分測量的原理。該監測系統的精度為 10um，同時達到100kSa/s 的更新速率[22]。
 
 
圖 1-3  六端口雷達傳感器[19]。（a）雷達整體架構；（b）六端口結電路拓撲
 
此外，2003 年，F. Xiao 等人發表了一種用于測量運動物體多普勒頻率的基于六端口技術的雷達系統，工作在 10GHz 頻率，實驗結果證明能夠測量運動速度為0.2mm/s 的運動物體[13]。2005 年，Tim Hentschel 發表了六端口技術應用于無線電終端的理論原理，并將其與傳統的零中頻和超外差接收機對比，討論了基于六端口技術的接收機優點和應用場景[23]。2009 年，K. Haddadi 等人發表了一種工作在60GHz 的六端口毫米波測距系統，實現了對距離 5mm~27.5mm 的金屬目標測量， 最大誤差為 2.5%[24]。2011 年，瑞典的 J. Östh 等人發表了一種基于六端口網絡的解調器，工作在 7GHz~8GHz，如圖 1-4 所示[25]。測量結果顯示，該解調器支持支持
1.7 Gbit/s 的數據速率，誤碼率為 0.005%，如果僅使用閾值檢測，則誤碼率為 0.4%[25]。 2013 年，加拿大 iRadio Lab 的 Abdullah O. Olopade 等人發表了一種基于六端口網絡的接收機系統，能夠同時下變頻兩個不同頻段的信號。測試結果顯示，該系統能 夠同時以 2Mbpsd 數據速率接收 2.5GHz 的 64-QAM 和 3GHz 的 16-QAM 信號[26]。2017 年，浙江大學的 Z. Peng 等人發表了一種帶有波束成形陣列的 K 波段便攜式調頻連續波六端口雷達收發機，該系統用標準印制板電路實現，用于短程定位。實 驗表明該雷達具有區分靜止人類與其他物體的能力[27]。
圖 1-4  六端口解調器實物圖[25]
 
在六端口結電路設計方面，國內外的科研團隊都嘗試過基于各種不同工藝不同傳輸線實現六端口結電路，以達到更好的性能。2005 年，X. Xu 等人基于基片集成波導(Substrate Integrated Waveguide，SIW)設計了工作在 22～26GHz 的六端口結
 
 
電路，測試結果和仿真結果顯示出了很好的一致性[28]。2018 年，Ahmed A. Sakr 等人基于矩形波導設計了工作在 29~31GHz 的雙極化(TE10 和 TE01)六端口結電路， 測試結果表明，幅度波動范圍為-4.3dB~-8.2dB，相位波動范圍為±78°~±105°
[29] 。
綜上所述，基于六端口網絡技術雷達的設計已經成為國內外學術研究的熱點， 這一研究具有很大的現實意義。
1.2.2.2基于新型介質集成懸置線的電路
介質集成懸置線（Substrate Integrated Suspended Line）的概念最初是馬凱學教授在 2007 年的美國專利中提出的[3]，其典型的五層電路結構如圖 1-5 所示[3]。該結構由五層電路板層疊構成，其中第二層和第四層電路板鏤空形成空氣腔。第一層和第五層雙面覆銅作為空氣腔的金屬蓋板，與空氣腔周圍排列的金屬化過孔共同為空氣腔提供了良好的電磁屏蔽環境。核心的電路結構設置在第三層介質上。SISL 的五層電路板可以利用多層印制板電路（PCB）或者多層低溫共燒陶瓷（LTCC） 來實現。不需要額外的金屬盒子，因此具有低成本、體積重量小、自封裝的優勢。
 
圖 1-5 SISL 典型五層板結構[3]
 
自 SISL 提出以來，已經有很多性能良好的有源和無源微波電路在 SISL 設計平臺上實現和驗證，包括過渡[30]、混頻器[5]、壓控振蕩器[6]、天線陣列[8]、濾波器[9]、低噪聲放大器[10]等。由于SISL 結構是利用多層板實現的，因此其與其他常見平面電路的集成也比較容易實現，如微帶線、共面波導（CPW）等。SISL 到共面波導的一種新型過渡結構如圖 1-6 所示[30]，該結構通過帶狀線連接 SISL 腔體和CPW，帶狀線兩側都采用漸變線連接，實現了較寬的帶寬。該過渡結構的加工實物
 
5
 
圖和測試結果如圖 1-7 所示[30]。該過渡在 DC~8GHz 范圍內實現了良好的匹配，插入損耗小于 0.6dB。
圖 1-6 SISL 到 CPW 過渡結構的五層板 3D 示意圖[30]
 
（a） （b）
 
圖 1-7 SISL 到 CPW 的過渡結構實驗結果[30]。（a）加工實物圖；（b）仿真測試結果
 
文獻[7]報道了一種基于 SISL 的三工器設計，如圖 1-8 所示[7]。該三工器具有三個濾波通道，利用兩個匹配電路將其連接起來。該三工器在三個輸出端口之間實現了良好的隔離，并在 0.8GHz、2.5GHz、5.8GHz 三個通道分別實現了 1.4dB、1.3dB 和 0.8dB 的低插入損耗，如圖 1-9 所示[7]。
由于SISL 的多層板結構，其很容易實現與其他平面電路的集成。且基于 SISL 設計的各種有源和無源電路也能夠集成在同一SISL 平臺上，具有很高的系統集成度。同時，利用雙層金屬走線以及介質切除等方法，能夠有效減小電路的損耗。綜上，SISL 是一種具有低損耗、低成本、高集成度和自封裝等優良特性的新型傳輸線平臺。
 
圖 1-8 SISL 三工器加工實物圖[7]。（a）五層板封裝結構；（b）第三層板視圖
圖 1-9 SISL 三工器仿真和測試結果[7]。（a）S 參數（b）隔離度
 
本文將六端口網絡技術與 SISL 平臺相結合，探討 SISL 平臺本身具有的低損耗、腔體結構、自封裝等固有優勢與六端口網絡雷達這一系統的兼容性，這對于六端口網絡技術和SISL 平臺本身的發展都有很大的意義。
 
1.3 本論文的結構安排
本文的章節結構安排如下：
第一章緒論主要介紹了本課題的研究背景與意義，分析了六端口技術的國內外發展現狀以及SISL 設計平臺的結構與特點，
第二章分別介紹了六端口結電路、二極管檢波器的常見拓撲和工作原理以及SISL 的基本結構和傳輸理論。為后續 SISL 六端口網絡和多層 SISL 過渡的設計提供理論參考。
第三章基于SISL 平臺設計了一種新型六端口網絡，包括低損耗六端口結電路、二極管檢波器以及差分運算放大器。
 
第四章根據SISL 的結構特點，設計了 Ka 波段多層SISL 不同層腔體間的過渡結構以及基于多層SISL 平臺的天線陣列應用。
第五章對本課題研究內容做了簡要分析和總結，并對后續工作進行了展望。
 
 
第二章 六端口技術原理和介質集成懸置線
 
2.1六端口網絡技術理論基礎
六端口技術提出初期，主要應用于微波測量領域，例如反射儀[31,32]。上世紀 90 年代，六端口技術開始應用于直接變頻接收機和雷達傳感器中[33,34]，并得到了長足的發展。六端口網絡通常由六端口結電路、平方率檢波器以及高增益差分放大電路構成。其核心結構是無源的六端口結電路，它由簡單的無源器件組成，有兩個輸入端口和四個輸出端口。兩個微波信號輸入六端口結，會產成四組不同相位關系的矢量和，利用二極管檢波器的平方率特性檢波后，可以通過檢測得到的標量電壓信息提取輸入信號的矢量信息。具有結構簡單、低成本等優點。
2.1.1六端口技術理論
2.1.1.1六端口反射儀
前面我們說到六端口技術提出初期主要應用在微波測量領域，其中最經典的應用即六端口矢量反射儀。因此我們首先介紹六端口反射儀的工作原理，通過對測量反射系數原理的理解，再進一步引申到六端口雷達的檢測原理。
微波元件的端口反射系數通常表示為該端口的某參考面上反射電壓與入射電壓之比。如圖 2-1 所示，反射波和入射波分別用矢量 a 和 b 來表示，我們可以通過電壓表測量輕易獲取其幅度信息，也就是矢量的模值。根據圖 2-1 中矢量的幾何關系，a 和 b 的相位差 φ 可以表示為：
 
 
圖 2-1 矢量 a 和 b 示意圖
 
cosφ= |a+b|2-|a|2-|b|2 = |a|2+|b|2-|a-b|2
 
 
（2-1）
 
2|a||b| 2|a||b|
因此，只需要得知矢量 a 和矢量 b 以及 a+b（或 a-b）的模值，根據式（2-1） 就可以得到兩個矢量的相位信息，這個方法通常被稱為“三電壓表法”。這就是六端口反射儀的基本思想，即將矢量信息通過簡單易測的標量表示出來。
 
 
 
可以由式（2-17）的校準矩陣表示出來，如下：
 
根據端口反射系數的定義，被測設備的反射系數Г2可表示為：
 
從式（2-19）可以得出，端口 2 的反射系數，即入射波a2和反射波b2的比的矢量信息可以由六端口網絡的四個輸出信號的功率值表示出來。因此，我們只需測量四個輸出端口的輸出功率，就可以得到端口 2 的反射系數。
2.1.1.2六端口網絡原理及結構
根據上面所提到的六端口電路的功能可見，六端口電路是由功率分配和相移模塊組成，其傳統拓撲通常由一個功分器和三個正交耦合器組成[36]。其中功分器也可以替換為正交耦合器與移相器的組合或者環形耦合器結構。本節我們將以傳統的功分器和三個正交耦合器的拓撲來對六端口電路的原理進行分析，其結構如圖 2-3 所示。
 
圖 2-3  六端口結原理框圖
 
由微波電路的知識可知，圖 2-3 所示的六端口結電路的S 參數矩陣如下：
 
（2-20）
 
bi=ai·s1i+a2·s2i, i=3, 4, 5, 6 （2-21）
理想情況下，我們將輸出功率表示為Pi=|bi|2（i=3,4,5,6）。但在實際的電路中，通常使用肖特基勢壘二極管（Schottky Barrier Diode，SBD）的平方率特性實現對功率的檢測。肖特基二極管與 PN 結原理不同，是利用金屬與半導體接觸形成的金
屬-半導體結的一種非線性器件，也稱為表面勢壘二極管。肖特基勢壘二極管是一種多數載流子導電器件，具有開關頻率高、正向壓降小等優點。在微波電路中，可以用來實現混頻、檢波和高速開關等功能[37,38]。
對于圖 2-3 所示的六端口結拓撲，我們可以將輸入信號 a1和a2的表達為[39]：
a1(t)=B cos(ω1t) （2-22）
a2(t)=Acos(ω2t+φ) （2-23） 那么該六端口結的四個輸出信號就可以表示為：
si(t)=AiA cos(ω2t+φ+φAi) +BiB cos(ω1t+φBi) ,  i=3,4,5,6 （2-24）
其中Ai，φAi，Bi和φBi是由六端口結自身特性決定的參數。
二極管檢波器是非線性器件，六端口結電路的輸出信號經過二極管檢波后，輸出的信號可以表示為：
 
 
可以看出，二極管檢波后的輸出信號中有很多的分量，包括直流、基波、二次以及高次諧波分量。經過低通濾波器濾波后，將基波頻率以上的信號率除掉，得到需要的信息。當兩個輸入信號頻率相同（ω1=ω2）時，式（2-25）變為：
Lowpass[P (t)]=K + K2i [A2A2+B2B2]+ K2i [A AB B cos γ(t)], i=3,4,5,6 （2-26）
i 0i 4 i i 2 i i
其中γ(t)=φAi-φ-φBi。式（2-26）中的第三項包含了接收信號的幅度和相位信息。六端口結電路的輸出信號經過二極管檢波和低通濾波后，輸出的電壓為：
V =K   + K23 [A2+B2+2AB· cos φ] （2-27）
3 03 4
V =K   + K24 [A2+B2-2AB· cos φ] （2-28）
4 04 4
V =K   + K25 [A2+B2+2AB· sin φ] （2-29）
5 05 4
V =K   + K26 [A2+B2-2AB· sin φ] （2-30）
2-31）以上推導可以得出以下結論：六端口網絡能將射頻信號轉化為基帶信號，然后經過信號處理單元一定的算法運算后，就可以得到兩個輸入信號的相位差。
2.1.2二極管檢波電路理論
通過前兩節的分析，我們可以得知六端口電路在微波測量和雷達接收機的應用中，其基本思想都是通過四路輸出信號的功率值來獲取輸入信號的矢量信息。因此六端口網絡除了其核心的無源六端口結電路之外，檢波器也是十分重要的一部分。本節內容主要闡述檢波電路的理論。在上一節的分析中我們提到，實際情況中的檢波電路通常是利用肖特基二極管的平方律效應完成對輸出信號功率的檢測或實現混頻功能的。
2.1.2.1肖特基二極管的結構和電路模型
肖特基勢壘二極管是利用金屬與半導體接觸形成肖特基勢壘的微波二極管， 具有非線性電阻特性。肖特基二極管是構成檢波器的核心器件，由于其非線性特性， 在微波電路中也常用于混頻器和倍頻器的實現。
二極管的橫截面示意圖如圖 2-4 所示。肖特基二極管以導電率較高的 N 型半導體為基片。陰極為金屬，與基板通過歐姆接觸連接?；迳戏綖橥庋訉?，有時為了降低串聯電阻以及防止基板雜散向上擴散到外延層，可以在基板上附著一層緩沖層，通常采用高純度和高導電率的材料。外延層與陽極金屬之間形成耗盡層，于是 N 型基板與陽極之間便形成了肖特基勢壘。陽極金屬通常為鉑、鈦等貴金屬或者合金[40]。
圖 2-4  二極管的剖面示意圖
 
肖特基二極管在 N 型半導體與金屬陽極的接觸面上形成肖特基勢壘。當勢壘兩端加正電壓時，肖特基勢壘層變窄，內阻變小，形成正向電流，隨著電壓增大， 會進入線性區；反之，加反向電壓時，肖特基勢壘層變寬，內阻增大，反向電流很小。因此，肖特基二極管的伏安特性曲線如圖 2-5 所示。
 
圖 2-5  肖特基結的伏安特性曲線
 
 
圖 2-6 肖特基勢壘二極管等效電路
 
肖特基勢壘二極管的等效電路如 2-6 所示，圖中虛線框部分為管芯（包括一個與偏壓有關的結電阻 Rj、結電容 Cj 和一個串聯電阻 Rs），Ls 和 Cp 則是考慮封裝產生的寄生電感和電容。
首先分析二極管的小信號模型。由于肖特基二極管為多數載流子器件，可以忽略少數載流子貯存形成的擴散電容，因此其結電容僅由勢壘電容決定，比 PN 結小
很多，具有更好的高頻特性[41]。肖特基二極管的結電容可以表示為：
 
 
其中，Is  為二極管反向飽和電流，其典型值在 10-6 到 10-15 之間，α= e0V⁄nkBT，其值與結電壓正相關。
在小信號情況下，我們假定交流結電壓幅值非常小。這時候 Rj 和 Cj 可以近似
為線性的。根據式（2-34），小信號結電導的表達式為：
由上式我們可以看出結電導與結電流正相關，通常情況下，相較于正偏壓情況下的結電流Id(V)的值，Is可以忽略不記。
圖 2-7 肖特基勢壘二極管直流特性曲線
 
Schottky 勢壘二極管的直流特性曲線如圖 2-7 所示。當外加電壓非常小的時候，二極管電流的增加十分緩慢，我們將其稱為死區電壓，對應圖 2-7 的I 區。而當電壓較大時，二極管的電流的大小則會受到串聯電阻 RS 的限制，此時，二極管的進入線性工作區，對應圖 2-7 的III 區。對于平方率檢波，顧名思義，二極管應該工作在平方律范圍內，如圖 2-7 中的II 區，二極管電流與電壓的平方成正比，也就是與信號的輸入功率成正比：
 
 
2.1.2.2肖特基二極管檢波電路
 
 
上一節我們介紹了肖特基二極管的電路模型和工作原理，本節則基于此闡述肖特基二極管構成的檢波電路的拓撲結構和基本理論。
檢波器電路的基本拓撲結構如圖 2-8 所示。當二極管的死區電壓較大時，我們需要外加偏置電壓 Vbias 來提高檢波器的檢測靈敏度。L 為偏置電路，通常為簡易的低通濾波器結構以減小偏置電路對射頻回路的影響。有時為了簡化電路，可以采用零偏方案，此時無需偏置電路。不同型號的肖特基二極管具有不同的輸入阻抗， 而我們電路中常用的傳輸線阻抗為 50Ohm，為了實現寬帶匹配，則需要匹配網絡
 
來進行阻抗匹配以保證信號能夠傳遞給肖特基二極管。由于檢波器的輸入信號除了交流小信號，可能還存在著直流大信號，以免其對二極管檢波工作產生影響，所以引入直流地（Lp）將不必要的直流信號濾除。直流回路在低頻可以用集總電感元件實現，高頻時則只能使用分布元件來實現。Cp 為旁路電容，通常為大電容，為射頻信號提供回路，即射頻地，同時也可以進一步濾除低頻信號。低通濾波器的作用是濾除射頻信號和高次諧波，僅使檢波的直流或中頻信號通過。二極管檢波器的輸出電壓為負載電阻 RL 兩端的電壓，由于二極管電流通常很小，所以負載電阻通常為大電阻。
 
圖 2-8 二極管檢波器電路的拓撲結構
 
通過上一節的分析我們知道小信號輸入下二極管的電流響應可以由以下泰勒級數展開式近似：
由上式可以看出，輸出的信號中包含直流分量、基波分量和二次諧波分量。而其中的直流分量與輸入信號功率成正比。因此只需要提取直流分量，就可以得到射頻信號的功率。此外肖特基二極管的變頻效應則是通過二次項實現，當輸入信號包含兩個不同頻率的分量時，其中的二次項經過誘導公式的推導，可以得到差頻項， 從而實現變頻效應。
 
2.2介質集成懸置線
傳統波導懸置線是將金屬波導腔和平面傳輸線結合的一種傳輸平臺，具有低損耗和高 Q 值的優良特性，但具有成本高、不易集成、體積和重量較大等缺點， 這在很大程度上限制了波導懸置線的發展前景。
 
 
圖 2-9 SISL 典型五層結構橫截面示意圖
 
SISL 作為一種新型傳輸平臺在專利[3]中被提出，通過多層印制板技術實現傳統波導懸置線的金屬盒子。其典型的五層板結構如圖 2-9 所示。該結構是由五層雙面覆銅的介質板通過介質粘合或鉚釘壓合等方式層疊構成。從上往下分別為Substrate1、Substrate2、Substrate3、Substrate4、Substrate5。通常情況下，我們將電路設計在第三層介質上（ Substrate3 ）， 而第二層（ Substrate2 ） 與第四層介質
（Substrate4）則中心被挖除合適形狀和大小的空腔來形成懸置線的上下空氣腔。第一層（Substrate1）與第五層（Substrate5）介質作為上下空氣腔的蓋板。此外我們在空氣腔周圍排列一圈緊湊的金屬化過孔，過孔從第一層介質（Substrate1）貫穿到第五層介質（Substrate5），與第一層介質的下層金屬（G2）和第五層介質的上層金屬（G9）共同形成封閉的金屬腔，顯著減小了電磁場傳輸過程中的輻射損耗并且具有良好的靜電屏蔽特性，于此同時實現了電路的自封裝。SISL 利用多層印制板電路技術與金屬化過孔代替了傳統波導懸置線的金屬波導腔，更加輕便和易于與其他傳輸平臺集成并且成本低廉，同時還實現了與傳統波導懸置線幾乎相同的低損耗、高Q 值的性能，因此具有十分廣闊的應用空間。
到目前為止，基于 SISL 平臺的工作大多采用圖 2-9 所示五層介質板的典型結構。為了進一步挖掘 SISL 平臺的發展潛力，我們提出了多層 SISL 結構，顧名思義，多層SISL 是由多層SISL 五層板典型結構堆疊而成，如圖 2-10 所示。為了方便起見，后文中我們用 SISL1 和 SISL2 來區分上層和下層的 SISL 五層板的典型腔體結構。圖中可以看出，SISL1 的第五層的介質基板（Sub5）和 SISL2 的第一層介質基板（Sub1）合并為一層介質基板，承擔上下腔體的共同封閉墻以及金屬地。很顯然地，利用標準PCB 技術很容易實現圖 2-10 所示的雙層SISL 或多層SISL。這
 
 
使得SISL 系統電路的設計具有更高的集成度，在空間利用方面更具有競爭力。因此具有良好性能的連接SISL1 和SISL2 的腔體的過渡結構是十分有必要的。本文就該問題提出了一種 Ka 波段的過渡方案。
 
圖 2-10 多層 SISL 結構橫截面示意圖
 
2.3本章小結
本章首先介紹了六端口網絡技術的起源和發展，闡述了六端口技術和平方律檢波器的理論基礎，并對常見的六端口電路和平方律檢波器的拓撲結構進行了分析。
隨后，介紹了 SISL 的基本結構和優缺點。并提出了多層 SISL 結構，分析了其優勢和發展前景
 
第三章 基于介質集成懸置線的六端口網絡設計與實現
 
3.1介質集成懸置線與蜂窩概念
上一章介紹了 SISL 的基礎五層板結構，我們將電路設計在 substrate3 的兩側也就是 G5 和 G6 層?？紤]到成本和性能，我們在設計中 substrate1、substrate2、substrate4 和substrate5 選用的介質襯底為 0.6mm 的相對介電常數為 4.4 的 Fr4，而substrate3 則選用 0.254mm 的介電常數為 2.2 的Rogers 5880。
（a） （b）
 
圖 3-1 SISL 結構 3D 示意圖。（a）單腔結構；（b）多腔結構
 
在以往發表的基于 SISL 的設計中[4-10]，我們可以看到電路中大部分只包含一個空腔，如圖 3-1（a）所示。但是，當我們設計一些復雜的網絡（如多個元件組成的六端口網絡或巴特勒矩陣）時，如果我們仍然采用單腔結構設計，這些元件的電磁場會互相干擾，給整個電路設計帶來困難，尤其是 Ka 波段甚至更高頻段的系統集成。因此，為了實現多元件網絡，我們提出了基于SISL 平臺的蜂窩概念[42]。與單腔體情況相比，我們采用了多腔結構，如圖 3-1（b）所示。相鄰的空氣腔之間設置有很多排列的金屬化過孔，構成金屬墻來阻止電磁能量通過，使這些空氣腔彼此隔離。于是，對于由多個模塊級聯構成的網絡，我們可以將每個模塊設置在獨立的空氣腔中，使模塊彼此隔離。于是這些模塊可以分別設計和優化，而不用考慮級聯后的寄生效應，使系統級電路的設計更加靈活高效。而相鄰的空氣腔之間則通過一段帶狀線進行互聯，這幾乎不會影響空腔之間的隔離。
 
3.2基于 SISL 的防撞雷達與六端口網絡
3.2.1基于 SISL 的六端口防撞雷達
本文提出的 SISL 六端口網絡設計主要是面向 24GHz FMCW 防撞雷達的應用場景，本小節主要分析六端口防撞雷達的結構和原理?；诹丝诰W絡的防撞雷達傳感器的結構框圖如圖 3-2 所示。
 
圖 3-2 基于六端口網絡的防撞雷達結構框圖
 
通過信號源和調制器產生一個連續的調頻三角波。傳輸的信號一部分作為參考信號（LO）經過衰減器衰減后輸入到六端口網絡的其中一個輸入端口，另一部分經過功率放大器和發射天線向自由空間發射出去，發射信號遇到目標產生反射形成回波?；夭ㄐ盘杽t由接收天線接收后經過低噪聲放大器放大后輸入到六端口網絡的另一個輸入端作為射頻信號（RF）。兩個信號經過六端口結電路線性疊加后經過二極管檢波，可以得到兩個信號的差頻信息。為了直觀的理解，我們將發射和接收的調頻三角波以圖表的形式表示出來，如圖 3-3 所示。
 
圖 3-3 參考信號和回波信號示意圖
圖 3-3 中實線表示發射信號，虛線表示回波信號，可以看出回波信號是由發射信號平移得到的。其中回波信號在自由空間的傳輸過程表現為水平方向的平移，而目標移動所產生的多普勒頻移則表現為水平方向的平移。得到回波信號后，發射信號和回波信號的差頻也可以順勢在圖中表達出來，如圖 3-3 所示。當目標移動時， 我們會在信號頻率的上升沿和下降沿得到兩個不同頻率的差頻，可以用 fb(up)  和fb(down)來表示。我們定義以下兩個頻率參量：
 
其中 c 是真空中的光速，Δf為三角波最大頻偏的一半，fm為三角波掃頻頻率。因此，只要我們獲得回波信號和參考信號的頻率差，就可以利用式（3-3）和式（3- 4）得到目標的距離和移動速度信息。
我們將這一六端口防撞雷達架構與SISL 傳輸平臺結合起來，首次實現了基于SISL 平臺的六端口防撞雷達系統，其結構如圖 3-4 和 3-5 所示。本文將重點介紹其中的六端口網絡的設計思路和過程。
 
 
圖 3-4 基于 SISL 的 24GHz 六端口防撞雷達 3D 示意圖
圖 3-5 基于 SISL 的 24GHz 六端口防撞雷達 G5 層俯視圖
 
3.2.2六端口網絡拓撲結構
我們前面提到六端口網絡是由六端口結電路、二極管檢波器和高增益差分放大電路構成，在接收機和雷達傳感器系統中可以代替混頻器。其拓撲結構如圖 3-6 所示。本振和射頻信號分別在六端口結電路的兩個輸入端口輸入，在其四個輸出端口產生四組本振和射頻信號的不同相位組合的線性疊加。這四組輸出信號通過二極管檢波器，利用肖特基二極管的平方律特性，可以提取出本振和射頻信號的差頻信息。隨后經過兩個差分運算放大器，將這四組差頻信號兩兩“相減”并進行放大從而得到I/Q 信號。
 
圖 3-6  六端口網絡的拓撲結構
3.3六端口結電路的設計與實現
前面我們提到六端口結電路是六端口網絡的核心無源部分，六端口結電路通常情況下是由一個功分器與三個正交耦合器組成，如圖 2-3 所示。其中功分器可以
替換為一個正交耦合器加 90 度移相器或者環形耦合器。在本文中，基于對稱性的
考慮，我們選擇的是一個環形耦合器和三個正交耦合器的拓撲結構，如圖 3-7 所示。兩種耦合器都基于SISL 的基礎五層板結構設計，并且按照上一節所述的蜂窩結構分別設置在不同的腔體內，彼此采用帶線進行連接。
 
圖 3-7  六端口結電路的拓撲結構
 
通常來說，電路的損耗包括三個方面，分別是輻射損耗、導體損耗和介質損耗， 因此我們采用以下措施在這三個方面減小電路的損耗：
1)如圖 3-1 所示，SISL 的空氣腔周圍的每層 PCB 上都設計了很多排列的金屬化過孔，這些過孔與空氣腔的上下層金屬（即 G2 和 G9）一起構成了一個良好的電磁屏蔽環境，這將電路的輻射損耗降到最低。
2)我們將電路設計在Substrate3 的上下兩層也就是 G5 和G6 層，并使用金屬化通孔將兩層金屬連接起來進一步減小電路的導體損耗。
3)為了減小介質損耗，我們采用將 Substrate3 的不必要部分切除，僅保留一些必要的連接來確保電路板的機械強度。
我們將在下面兩個小節分別介紹正交耦合器和環形耦合器的設計過程。
 
3.3.1基于 SISL 的正交耦合器設計
本小節要實現的正交耦合器工作在 24GHz 頻段，采用貼片結構實現。貼片結構由于其機械強度高、結構簡單得到了十分廣泛的應用。但是該結構也有一些缺點，
例如尺寸較大、輻射損耗大等。但是由于SISL 的特性能夠很大程度低減小電路的輻射損耗。并且在 24GHz 甚至更高頻頻段，電路尺寸往往不是設計考慮的首要因素，在高頻段電路尺寸大反而使電路更容易加工。
3.3.1.1基本結構
由六端口結電路的拓撲結構可知，我們需要三個 3-dB 正交耦合器，因此該耦合器的性能在整個六端口結電路中占有十分重要的地位。于是我們首先展開關于3-dB 正交耦合器的設計工作。
一個 3-dB 正交耦合器的作用是將輸入信號等幅正交地分配到直通端和耦合端， 同時與隔離端保持良好的隔離度，其S 參數矩陣可以表示為：
 
端口 1 和端口 4 為一組隔離端口，當激勵端口 1 或者端口 4 時，信號將被等
幅正交地分配到端口 2 和端口 3。而端口 2 與端口 3 也是一組隔離端口，同理口，
當激勵端口 2 或者端口 3 時，信號將被等幅正交地分配到端口 1 和端口 4。
基于 SISL 的貼片正交耦合器如圖 3-8 所示，它采用了圓形貼片結構。該圓形貼片由兩組不同半徑（R1 和R2）的四分之一圓組成。設計中我們采用了金屬化過孔連接的雙層金屬，同時對 Substrate3 的多余介質進行切除，來減小電路的導體損耗和介質損耗。
（a） （b）
 
圖 3-8 SISL 正交貼片耦合器示意圖。（a）G5；（b）G6
 
3.3.1.2電路分析與推導
為了研究這個四端口貼片網絡的特點，我們采用以下分析思路：首先使用分割法將這些四個扇形部分的 Z 矩陣組合在一起，獲得該網絡的整體 Z 矩陣。進而通過標準的 Z 到S 矩陣變換就可以獲得該網絡的 S 參數[43]。
扇形貼片耦合器的研究開始于圓形貼片，假設其由四個具有相同半徑的扇形貼片組成，如圖 3-9 所示。
圖 3-9 任意對稱的四端口的圓形貼片電路
 
扇形的半徑和輸入/輸出端口的位置由下式給出
R1=R2=R3=R4=R （3-6）
θ1=θ3=θ （3-7）
θ2=θ4=180°-θ （3-8）
與扇形鐵片電路相比，圓形貼片電路的分析變得簡單得多。圓形貼片電路的格林方程為：
 
G 由此我們可以根據工作頻率得到圓形貼片的尺寸，本文中四個扇形貼片的圓心角均為 90°。而半徑比與耦合系數的關系如圖 3-10 所示，可以看出在一定范圍內，隨著半徑比的增大，耦合器的耦合系數有減小的趨勢。因此可以根據下圖的關系選擇合適的半徑比來滿足特定的需求。
 
圖 3-10 SISL 貼片正交耦合器貼片半徑比與耦合度的關系
 
3.3.1.3仿真與測試結果
 
（a） （b）
圖 3-11 SISL 貼片正交耦合器仿真與測試結果。（a）S 參數；（b）相位
 
該SISL 圓形貼片耦合器中心頻率選為 24GHz，經過電磁仿真和優化后，最終得到該耦合器的參數值如下：R1= 4.33mm，R2= 3.33mm，L1= 8.658mm，L2=1.16mm，
 
 
W1= 1.9mm，W2= 0.495mm，W3= 0.9mm，W4= 1.6mm，θ = 90°。該SISL 圓形貼片耦合器的加工實物圖如圖 3-12 所示。仿真和測試的S 參數和相位關系如圖 3-11 所示，22GHz 到 26GHz 內，測量回波損耗優于 15dB，隔離度整體優于 15dB，最大值超過 40dB；在 22~25GHz 范圍內，幅度小于±0.5dB，相位誤差小于±5°。在 24GHz 處，S21 和S31 的測量結果分別為-3.45dB 和-3.3dB。
（a） （b）
圖 3-12 SISL 貼片正交耦合器加工實物圖。（a）Sub3；（b）五層板壓合結構
 
3.3.2基于 SISL 的環形耦合器設計
3.3.2.1基本結構和分析
對于提出的六端口結拓撲，除上一小節設計的正交耦合器外，還需要設計一種具有 180°相位差的 3-dB 定向耦合器。180°耦合器的實現形式主要有混合環、正交耦合器加移相器以及貼片結構等。由于上一小節設計的正交耦合器采用的圓形貼片的結構，根據六端口結電路的版圖布局，本節提到的 180°耦合器采用了混合環的結構實現，如圖 3-13 所示。該耦合器的結構與常規環形微帶線構成的混合環不同，采用的是圓形貼片中心開矩形槽的結構實現，使設計更加靈活。整個圓環的長度為3/2??????，四個端口串聯在圓環上，將圓環分為四段，其長度如圖 3-13（b）所示。 耦合器的四個端口在下側以 60°的角度差依次排列，分別為端口 1、端口 2、端口 4 和端口 3，S 參數矩陣由下式（3-22）給出。
（3-26）
 
 
本節的環形耦合器也采用了雙層金屬和介質切除的方式來減小電路的導體和介質損耗。該耦合器的工作頻率是由圓形貼片半徑與矩形槽的邊長共同決定的。設
 
計步驟可以歸納為：首先，根據圓形貼片的頻率公式得到工作頻率初圓形貼片的尺寸；其次，在圓形貼片中心開矩形槽以實現想要的耦合度；最后，微調貼片半徑與矩形槽的邊長以得到更優的仿真結果。
（a） （b）
 
圖 3-13 SISL 環形耦合器示意圖。（a）模型圖；（b）原理圖
 
3.3.2.2仿真和測試結果
該SISL 圓形貼片耦合器中心頻率選為 24GHz，經過電磁仿真和優化后，最終得到該耦合器圖 3-13（a）中的參數值如下：R = 3.6mm，???1= 3.6mm，???2= 0.4mm， W1= 2.3mm，W2= 0.495mm，W3= 1.6mm，W4= 1.4mm，θ = 60°。SISL 環形耦合器的加工實物圖如圖 3-15 所示。仿真和測試的 S 參數和相位關系如圖 3-14 所示， 22GHz 到 26GHz 內，測量回波損耗整體優于 15dB，最大值超過 30dB。隔離度整體優于 20B，最大值超過 40dB；在 22~25GHz 范圍內，幅度不平衡度小于±0.5dB，相位誤差小于±5°。在24GHz 處，S21 和S31 的測量結果分別為-3.38dB 和-3.4dB。
 
（a） （b）
圖 3-14 SISL 環形耦合器仿真與測試結果。（a）S 參數；（b）相位與幅度不平衡度
 
（a） （b）
圖 3-15 SISL 環形耦合器加工實物圖。（a）Sub3；（b）五層板壓合結構
 
3.3.3六端口結電路的集成
3.3.3.1六端口結電路結構
到目前為止，已經完成了 24GHz 頻段的六端口結電路需要的正交耦合器和環形耦合器。按照圖 3-7 給出的 SISL 六端口結電路的拓撲結構，將四個耦合器按照蜂窩概念的標準集成在同一SISL 平臺上，如圖 3-16 所示。
 
圖 3-16 六端口結電路模型示意圖
 
可以看出，圍繞腔體排列的金屬化通孔將腔體隔離起來。將四個模塊集成后， 不同腔體內的模塊基本不會互相影響，因此基本不需要進一步的調試和優化工作。這使SISL 系統級的設計十分高效。此外，SISL 六端口中的所有模塊都采用了雙層金屬和介質切除的方式來減小電路的導體損耗和介質損耗，并且由于 SISL 結構的電磁屏蔽特性，很大程度上減小了電路的輻射損耗。整體電路采用標準 PCB 工藝加工，低成本的同時具有自封裝的優勢。
 
3.3.3.2仿真和測試結果
該 SISL 六端口結電路的加工實物圖如圖 3-19 所示。該基于 SISL 的六端口結電路的仿真和測試的 S 參數如圖 3-17 所示。當端口 1 被激勵時，從 22GHz 到26GHz，測試的回波損耗整體優于 15dB，最大值超過 35dB。當端口 2 被激勵時， 從 22GHz 到 26GHz，測試的回波損耗整體優于 10dB，最大值超過 30dB。兩個輸入端口隔離度優于 16dB，最大值超過 40dB。在中心頻率 24GHz  處，測試的 S31、 S41、S51、S61 均在-6.4±0.2dB  的范圍內，而理想情況下的理論值為-6dB，因此中心頻率處測試的插入損耗小于 0.5dB。而全頻段的插入損耗小于 1.4dB。中心頻率處幅度不平衡度小于 0.29dB。該 SISL 六端口結電路的相位關系測試結果如圖 3- 18 所示。理想情況下，當端口 1 和端口 2 分別被激勵時，四個輸出信號相位差為
90°或 90°的倍數。在整個頻帶范圍內，測試的相位誤差小于 7°。
幾種六端口結電路的測試性能比較如表 3-1 所示。本文的 SISL 六端口結電路由于部分使用了 FR4 材料，具有低成本的優勢同時還保證了電路的低損耗。與此同時基于蜂窩結構，SISL 六端口結電路還具有集成度高和自封裝的優勢。
（a） （b）
 
圖 3-17 SISL 六端口結電路的。（a）激勵端口 1 時；（b）激勵端口 2 時 S 參數測試結果
 
 
圖 3-18 SISL 六端口結電路的相位關系測試結果
（a） （b）
圖 3-19 SISL 六端口結電路加工實物圖。（a）Sub3；（b）五層板壓合結構表 3-1 SISL 六端口結電路與其他工作的對比
3.4基于 SISL 的檢波器電路設計
本章基于介質集成懸置微帶線，采用商用肖特基二極管，設計了 24GHz 的平方律檢波器。
3.4.1肖特基二極管的選擇
肖特基勢壘二極管是檢波器的核心器件，其性能在很大程度上決定了檢波器的性能，因此合理的選擇肖特基勢壘二極管是檢波電路設計的前提。常用的檢波二極管通?？梢苑譃楣璧蛣輭径O管和砷化鎵平面摻雜勢壘二極管。硅低勢壘二極管在毫米波低頻段較為常用，具有駐波比低、頻率響應平坦和動態范圍大等特點。而砷化鎵平面摻雜勢壘二極管常具有較大范圍的工作溫度，電壓靈敏度較高。為了簡化電路結構，本文的檢波器采用了零偏方案，因此在二極管的選擇上首要選擇了零偏肖特基二極管來承擔檢波工作。
根據本文六端口網絡的工作頻率，本文選用的是 skyworks 公司的 SMS7630-
061 肖特基零偏壓檢波二極管。該二極管屬于硅低勢壘肖特基二極管，具有超小型
0201 占位面積、低勢壘高度和低寄生阻抗的特點。較低的勢壘高度可以在無需外部偏置的情況下實現良好的檢波器靈敏度，且較低的結電容使其工作頻率高達26GHz 甚至更高，且具有十分低廉的價格。
SPICE，全稱Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis，是一種電路仿真程序，該算法被包括ADS 等眾多商業仿真軟件采用。實際應用中，對仿真結果影響占比較大的一些 SPICE 參數[46]如表 3-2 所示。在毫米波低頻段，二極管尺寸較小，因此寄生參量也很小，基本上可以忽略不計，這時 SPICE 模型基本上可以準確地描述二極管特性。而隨著頻率升高到達太赫茲頻段時，二極管的外圍寄生參量變得無法忽視，這時就需要建立二極管的三維電磁模型，從該模型中提取相關寄生參量。而在本文中 24GHz 的應用中，我們只采用了SPICE 模型來表征二極管的特性。SMS7630-061 肖特基零偏壓檢波二極管的 SPICE 參數由其官網提供的datasheet 文件給出，如圖 3-20 所示。RL
表 3-2 二極管重要的 SPICE 模型參數
 
參數 說明 ADS 默認值 典型值
Is（A） 飽和電流 10f 1f~100n
N 理想因子 1 1~2.5
Rs（Ohm） 串聯電阻 0 1~20
Tt（s） 渡越時間 0 0.5f~500u
Vj（V） 勢壘電壓 1 0.8
Cj0（F） 零偏結電容 0 0.5f~5p
Eg（eV） 帶隙能 1.11 1.11
M 結電容漸變系數 0.5 0.2~0.5
Xti 飽和電流溫度指數 3 2
Kf 閃爍噪聲系數 1 0.1f
Af 閃爍噪聲指數 1 1
Bv（V） 反相擊穿電壓 ∞
Ibv（A） 反向擊穿電流 0.001
圖 3-20 官網提供的 SMS7630-061 二極管 SPICE 模型參數
 
3.4.2SISL 二極管檢波器設計
3.4.2.1低通濾波器設計
經過上文對二極管檢波器的理論分析，我們知道毫米波信號通過檢波二極管產生直流、基波和高次項信號。而對于本文六端口網絡的 FMCW 雷達應用，我們需要保留的是低頻的中頻信號，因此需要對基波和高次諧波信號進行抑制。由于高次諧波的幅度相對較小，所以我們在低通濾波器的設計中，主要考慮對基波信號的抑制程度。在毫米波頻段，高低阻抗線結構簡單、工程上易于實現，是低通濾波器常用的結構。但其多節結構面積較大，而節數較少時阻帶與之特性又不易滿足。因此在本文中，我們對低通濾波器的設計采用了改進的扇形枝節結構來實現，如圖 3-
21 所示。扇形開路枝節在濾波器的設計中是一種常用的結構，等效為并聯電容接地，能夠使射頻信號在傳輸時發生短路，從而實現低通的濾波功能。
 
 
 
圖 3-21 扇形枝節示意圖
 
在本文的設計中，采用了加載兩節扇形開路枝節的方式，如圖 3-22（a）所示。在電路模型中，與扇形開路枝節并聯的高阻線則可以等效為電感，因此其等效的
LC 電路如圖 3-22（b）所示。
(a)(b)
 
圖 3-22  加載扇形開路枝節結構的低通濾波器。（a)模型示意圖；（b）等效電路
 
經過電磁仿真軟件 HFSS 對該模型進行仿真和優化，該低通濾波器的仿真結果如圖 3-23 所示，結果顯示在 20GHz~27GHz 范圍內，S21 整體小于-32.5dB；在0~5GHz 范圍內，濾波器的插損不大于 0.17dB。因此基波頻率范圍的信號能夠得到很好的限制。通常情況下，汽車防撞雷達系統中的多普勒頻率相對低，所以通帶范圍也能夠滿足要求。
 
圖 3-23 加載扇形開路枝節結構的低通濾波器仿真結果
 
3.4.2.2匹配電路設計
我們在電路設計中常用 50Ohm 標準傳輸線以便不同模塊組件之間的連接，防止回波損耗過大。而肖特基二極管的高頻阻抗通常不是 50Ohm，因此我們需要阻抗匹配電路將肖特基二極管匹配到 50 歐姆線上。首先我們需要提取肖特基二極管的高頻阻抗特性，用于匹配網絡的設計。這需要借助仿真軟件 ADS 中二極管的非線性模型來完成，提取二極管高頻阻抗的電路原理圖如圖 3-24 所示，該過程需要用到 ADS 軟件中 S 參數和輸入阻抗兩個仿真控件。
 
 
圖 3-24 提取二極管高頻阻抗的電路原理圖
 
輸入阻抗仿真結果如圖 3-25 所示?？梢钥闯?，在小信號的激勵下，肖特基二極管輸入阻抗的實部為 20 歐姆左右，這與 SPICE 參數中提供的串聯電阻Rs 一致。在中心頻率 25.5GHz 處，虛部為-j44 ???，根據電容的阻抗計算公式計算可得，這剛好是 SPICE 參數中提供的結電容 Cj0=0.14pF 的阻抗。因此，在無偏置小信號的激勵下，肖特基二極管的高頻阻抗特性等效為串聯電阻和結電容的串聯，結電阻的阻值基本上對其沒有影響。對比肖特基二極管的等效電路圖，這是因為在小信號激勵下，結電阻通常非常大，而在高頻時，結電容的阻抗反而非常小，因此兩者的并聯的阻抗主要由結電容的阻抗決定。
圖 3-25 二極管高頻阻抗提取結果
 
在毫米波電路設計中的阻抗變換方式主要由 LC 集總元件組成的阻抗變換網絡、變壓器、四分之一波長阻抗變換器等方式。由于本文的設計在 24GHz 頻段， 因此集總元件組成的匹配網絡較難實現且測試精度不夠高，為了容易利用分布元件實現，因此這里采用四分之一波長阻抗變換器來實現阻抗匹配，如圖 3-26 所示。
 
圖 3-26 四分之一波長阻抗變換器示意圖
 
當負載阻抗為實數時，可以直接根據以下公式進行阻抗匹配：
 
Z1=√Z0ZL （3-23）
而當負載阻抗為復數時（?????? = ?????? + ?????????），根據行駐波的電壓波腹和波節點初的輸入阻抗為純阻值：
???????????? = ??????0 （3-24）
???????????? = ??????0 （3-25）
可以將四分之一波長變換器接在靠近終端的電壓波腹或波節點處來實現阻抗匹配。首先我們在 HFSS 中加長二極管前的傳輸線，調整其長度，使從端口 1 看進去的輸入阻抗為實數，如圖 3-27 所示。
 
圖 3-27 二極管檢波器阻抗匹配后端電路
 
將其 SNP 文件導入仿真軟件 ADS 中，結合二極管的 SPICE 模型以及電阻電容等集總參數元件進行仿真，如圖 3-28 所示，圖 2-23 中的模型仿真得到的輸入阻
抗如圖 3-29 所示。
 
圖 3-28 二極管及其后端電路的仿真模型
 
圖 3-29 二極管及其后端電路的輸入阻抗的仿真結果
 
可以看出實際 HFSS 模型仿真中，二極管后端電路以及二極管陽極焊盤前端的傳輸線會對輸入阻抗產生一定影響，我們調整傳輸線的長度，使中心頻率處的輸入阻抗的虛部調整為接近于 0，如圖 3-29 所示。根據式（3-31），計算處四分之一波長阻抗變換線的阻抗為
Z1=√Z0ZL=√18×50=30 Ω （3-26）
借助 HFSS 仿真，我們可以得到四分之一波長的 30 ???傳輸線的寬度和長度分別為 1.17mm，2.1mm。將四分之一波長阻抗變換線加入前面的模型中，如圖 3-30 所示。再次導入ADS 聯合肖特基二極管的非線性模型仿真可以得到電路的S11 參數，如圖 3-31 所示?？梢钥吹皆?24.5GHz~26.5GHz 范圍內，反射系數整體小于- 10dB，最小值超過-40dB。
 
圖 3-30 帶有阻抗匹配網絡的二極管檢波器模型示意圖
 
圖 3-31 二極管檢波器的阻抗匹配結果
 
3.4.2.3直流回路設計
根據圖 2-8 所示的肖特基二極管檢波器的拓撲結構，至此，除直流回路外的部分已經設計完畢。但為了保證二極管檢波器的正常工作，還需要為電路提供直流回路。因此，我們需要在匹配電路與輸入端口之間加一個額外的直流接地點，而不能影響射頻信號的傳輸。這一功能我們可以通過串聯電容或者并聯電感接地兩種方式來實現。本文則采用了加載短路枝節線的方式來實現這以功能，該短路枝節需要在直流時表現為短路狀態，而在射頻時表現為開路狀態。根據微波傳輸線知識，我們可以利用四分之一波長短路線來實現。
對于一節特性阻抗為???0的傳輸線，當其終端短路時，輸入阻抗可以表示為：
Zin=jZ0tan（L） （3-27） 可以看出，當 L 為四分之一波長時，輸入阻抗為一個無窮大的復阻，相當于
串聯了一個無窮大的電感。因此直流時表現為短路狀態，而射頻時表現為開路狀態。
 
 
但是由于這一特性屬于點頻特性，因此為了盡量展寬帶寬，我們采用了加載多節四分之一波長短路線的方式來實現，如圖 3-32（a）所示。在 50 歐姆傳輸線兩側加載兩組四分之一波長短路枝節，由于接地通孔的影響，經過仿真，最后確定的四分之一波長短路枝節的長度和寬度分別為 1.975mm 和 0.35mm。該直流回路的 S 參數仿真結果如圖 3-32 （ b）所示?？梢钥闯?， 該直流回路的高頻插損很小，在24.5GHz~26.5GHz 范圍內優于-0.1dB，回波損耗在該范圍內優于-22dB。
（a） （b）
圖 3-32  直流回路。（a）電路模型；（b）仿真結果
 
3.4.3二極管檢波器的諧波平衡仿真
至此我們已經將肖特基二極管檢波器的幾個部分設計完成，接下來的工作是對檢波器的 SISL 完整模型進行 HFSS 和 ADS 聯合仿真，首先是對檢波器的完整模型在 HFSS 中進行仿真，其模型結構如圖 3-33 所示。其中二極管、射頻電容和負載電阻的焊盤處使用集總端口對其特性進行仿真。仿真后將其 S8P 文件導入ADS 中形成一個八端口的模型，將集總元件接到集總端口，如圖 3-34 所示。
 
圖 3-33 SISL 二極管檢波器的五層板仿真模型示意圖
 
 
圖 3-34 SISL 二極管檢波器的 ADS 仿真原理圖
 
我們前面提到過本文提出的六端口網絡的設計是基于 24GHz  頻段的 FMCW 汽車防撞雷達的應用。該雷達是通過提取多普勒頻率來計算距離目標物的距離，因 此本文的二極管檢波器還需要在六端口結輸出的包絡信號中檢測出 RF 和LO 信號的差頻信息，而此差頻是由 FMCW 的??????和目標的距離決定的，該頻率往往很低， 在幾到幾百 KHz 的范圍內，因此我們在仿真中采用 500KHz 的典型值。該 SISL 二極管檢波器的 S 參數仿真結果如圖 3-35 所示，可以看出該檢波器的回波損耗在24.5GHz~26.5GHz 范圍內基本滿足優于-10dB 的要求。此外對該檢波器的諧波仿真結果如圖 3-36 所示，可以看出其變頻損耗為-9dB（本振和射頻功率都為-20dBm 時），基波信號和二次諧波的抑制效果也可以滿足要求。圖 3-37（b）則為檢波器輸出的 時域信號。
 
圖 3-35 SISL 二極管檢波器仿真的 S 參數結果
 
 
 
（a） （b）
 
圖 3-36 SISL 二極管檢波器諧波仿真結果。（a）頻域顯示；（b）時域顯示
 
3.4.4仿真和測試結果
SISL 二極管檢波器的加工實物圖如圖 3-37 所示。測試的 S 參數如圖 3-38（a）所示，24.5GHz 到 26.5GHz 內，測量回波損耗基本優于 5dB，中心頻率 25.5GHz 處的回波損耗優于-9dB。該二極管檢波器輸入功率與輸出電壓之間的關系如圖 3-39
（b）所示，與數據手冊中提供的輸入功率與輸出電壓關系基本是吻合的。
圖 3-37 SISL 二極管檢波器加工實物圖（Sub3）
 
（a） （b）
圖 3-38 SISL 二極管檢波器測試結果。（a）S 參數；（b）輸出電壓與輸入信號功率的關系
 
3.5差分運算放大器
在第二章關于檢波器的理論分析中我們已經提到，肖特基二極管檢波器工作在平方律區域時，其輸出電壓在毫伏級別，無法直接通過 ADC 器件采樣或者用示波器讀取，因此在進行后級處理前就需要一個將微弱信號放大的高增益放大器。且根據前一章對六端口網絡的理論分析中可知，要得到正交的 I/Q 信號，需要將六端口結電路輸出的四個信號進行兩兩“相減”的運算處理。為了實現這兩個功能，我們選擇了差分運算放大器。差分運算放大器是一種將兩個輸入端電壓的差以一固定增益放大的電子放大器，在毫米波接收機系統中應用十分廣泛，如圖 3-39 所示。
其放大倍數則是由外接的幾個電阻值決定的：
 
V = (R1+R2) R4 V - R2 V
 
（3-27）
 
out
 
R3+R4 R1
 
2 R1 1
 
 
通常情況下，我們采用R1=R3，R2=R4的對稱設置，這時：
V = R2  （V -V ） （3-28）
out    R1 2 1
 
圖 3-39 差分運算放大器的原理圖
 
為了使檢波器輸出的微弱信號放大至滿足 ADC 器件或示波器的輸入電壓范圍，我們使差分放大鏈路的放大倍數為 100 被左右。由于放大倍數較高，電路容易產生自激振蕩，因此我們采用了兩級放大的結構，每級的放大倍數為十倍。此處選用的放大芯片為 ADI 公司的 ADA4817 和 AD8009 兩種放大器，高增益運算放大鏈路的電路拓撲如圖 3-40 所示。第一級放大器是 ADA4817-2 和 ADA4817-1 兩個芯片構成，ADA4817-2 將兩個差分放大器集成到一個芯片中，我們用其實現差分的功能，隨后輸入到 ADA4817-1 芯片后放大。第二級放大電路則為單端放大。
由官方給出的器件手冊中我們可以知道，第一級運算放大電路的輸入輸出電壓的關系如下：
 
Vout1
 
=(VN
 
-VP
 
) (1+ 2RF) （3-29）
RG1
 
 
第二級運算放大電路，其輸入輸出電壓的關系則為：
 
V =V
 
(1+ 2RF2) =(V
 
-V  ) (1+ 2RF) (1+ 2RF2) （3-30）
 
out
 
out1
 
RG2
 
N P RG1
 
RG2
圖 3-40 高增益差分運算放大電路的原理圖
 
為了滿足每一級放大電路的放大倍數為 10 倍，并綜合考慮商用貼片電阻的阻值，我們選取的阻值為：RF=510Ω，RG1=110Ω，RF2=200Ω，RG2=22Ω。兩級放大電路中間加入一個 10 Ω的電阻以防止電路的自激。放大器的兩個輸入端并聯的兩個電阻（RP 和 RN）則是為了調整脈沖信號的上升沿和下降沿，該電阻的經驗值為100~200 ???左右。
基于以上原理和拓撲結構，該高增益運算放大模塊同樣制作在 SISL 的平臺上， 其加工實物圖如圖 3-41 所示。根據六端口網絡的拓撲所知，我們需要兩個高增益運算放大模塊，其輸入端口分別接到六端口網絡檢波器的輸出端。
圖 3-41 高增益差分運算放大電路的加工實物圖
 
我們利用函數發生器和示波器對該高增益運算放大器進行了測試，結果如表
 
3-3 所示，增益基本滿足 100 倍。其測試誤差主要與商用貼片電阻的電阻值的精度有關。從前面的公式可以看出，運算放大電路的放大倍數主要由電阻值的大小決定。而在實際應用中，電阻的阻值與其自身的精度和溫漂特性有關。而在運算放大電路 的測試工作中，電路的溫度是很高的，因此電阻的溫漂特性是一個無法忽略的問題。
表 3-3 高增益差分運放電路測試結果
 
差分輸入的電壓差值 第一級運放輸出電壓 第二級運放輸出電壓
10mV 0.108V 1.002V
15mV 0.159V 1.459V
20mV 0.211V 1.913V
 
3.6SISL 六端口網絡仿真與結果分析
至此，已經分別介紹了六端口網絡各部分的設計思路和實驗結果。在本節中我們主要介紹對SISL 六端口網絡結構的仿真和結果分析。我們對六端口結電路和二極管檢波器級聯后進行了 ADS 和 HFSS 的聯合仿真。使用 HFSS 對六端口結電路和二極管檢波器的無源部分進行仿真，每個分立元件在 HFSS 中使用兩個集總端口代替，之后將 HFSS 仿真得到的SNP 文件導入到 ADS 中，將分立元件連接在對應的SNP 端口處來進行仿真，仿真原理圖如圖 3-42 所示。仿真的本振和射頻端口的回波損耗和隔離度如圖 3-43 所示?？梢钥闯鲈?24.5GHz~26.5GHz 范圍內，兩個輸入端口的回波損耗均整體優于 10dB，本振和射頻端的隔離度（ S21）也在24GHz~27GHz 范圍內整體優于 10dB，在中心頻率 25.5GHz 處，隔離度小于-40dB。
圖 3-42 六端口結電路和二極管檢波器級聯的仿真原理圖
 
 
 
圖 3-43 本振與射頻端口的 S 參數仿真結果
 
在進行諧波仿真時，仿真中將本振和射頻信號的差頻設置為 500KHz。仿真中我們發現當我們調整本振信號的功率時，變頻損耗會相應的變化，本振信號的功率增大時，輸出信號的功率也會相應增大。但當本振功率過大時，基波頻率的雜波信號將難以濾除。因此綜合考慮這兩個因素，FMCW 雷達的參考信號輸入到六端口網絡時往往需要增加一個衰減器來控制參考信號的功率。諧波仿真中四路輸出信號的頻譜結果如圖 3-44 所示，可以看出在 RF 和LO 功率分別為-20dBm 和-10dBm 時，變頻損耗在 8.6±0.2dB 范圍內。
（a） （b）
 
 
（c） （d）
 
圖 3-44  六端口網絡輸出信號頻譜。（a）端口 3；（b）端口 4；（c）端口 5；（d）端口 6
 
 
 
3.7本章小結
本章主要分三部分介紹了基于SISL 的六端口網絡電路的設計過程。首先，介紹了六端口網絡電路中的核心無源器件——六端口結電路，并給出了設計思路和驗證結果。其次是基于介質集成懸置微帶線設計的肖特基二極管檢波器，分別介紹了二極管的選取和檢波器的設計思路以及實驗驗證。最后介紹了高增益差分運算放大器的設計思路和驗證結果。
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
第四章 多層 SISL 過渡結構及天線陣列應用
 
經過前面的介紹，SISL 平臺作為一種新型傳輸線，具有很多優良特性，例如低損耗、低成本、高Q 值、自封裝等等。大量基于SISL 平臺的無源和有源電路得到了實驗驗證，并且蜂窩概念的提出也對 SISL 系統集成提供了一定的標準化參考， 這些工作都證明了 SISL 已經成為一種相對成熟的傳輸線平臺。本文基于 SISL 多層板的結構特性，提出了一種新型的多層 SISL 設計平臺，使得 SISL 系統電路的設計具有更高的集成度，在空間利用方面更具有競爭力。因此具有良好性能的連接SISL1 和 SISL2 的過渡是十分有必要的。本文就該問題提出了一種 Ka 波段的解決方式。
 
4.1多層 SISL 不同層腔體的過渡結構
4.1.1設計思路
SISL 作為一種具有優良特性的傳輸平臺，已經實現了與多種常用傳輸線的過渡，例如微帶線[30]、矩形波導[47]等。文獻[47]中提出了一種 Ka 波段的SISL 到矩形波導的過渡結構， 該過渡采用了 T 型貼片作為探針來擴展帶寬。 在24.6GHz~38.5GHz 范圍，即 44%的相對帶寬內實現了性能良好的過渡。本文介紹的多層 SISL 不同層腔體的過渡結構就是利用該 SISL 到矩形波導的過渡思路來實現的，如圖 4-1 和圖 4-2 所示，采用上下兩個貼片探針構成 SISL-矩形波導-SISL 的背靠背結構，從而實現多層SISL 腔體的垂直互聯。
圖 4-1 多層 SISL 不同層腔體間的過渡結構縱向示意圖
SISL 傳輸的的腔體模式（準 TEM 模）經過帶線傳輸到貼片探針激勵起波導模式（TE10 模），然后由另一個貼片探針接收后再將信號經過帶線傳輸到上層的 SISL 腔體內。在介紹蜂窩概念時，我們提到腔體和腔體之間是通過一段較窄的帶線來彼此連接的。如圖 4-3 所示的寬度為 4.95mm 的帶狀線是 SISL 平臺的一常用過渡結構，用于腔體之間以及腔體和CBCPW（測試用過渡結構）的連接和過渡。而本文提出的多層SISL 過渡作為SISL 設計平臺內的過渡，因此在 SISL 與探針之間保留了帶線結構，如圖 4-3 所示。既保證了與蜂窩概念的一致性，又可以避免在系統集成中由該過渡引入不必要的寄生效應。整個結構都是由多層 PCB 板層疊而成，其中介質集成波導是由中空的介質基板和排列的金屬化過孔圍欄構成的，并不需要額外的金屬波導結構。根據文獻[48]中提出的空氣填充介質集成波導的等效空腔計算公式可知，等效的寬度計算公式為：
d2 d2
Weff=W-1.08×  s  +0.1× W eff (4-1)
其中，d 為金屬化過孔的直徑，s 為相鄰金屬化過孔中心點之間的距離，W 為腔體兩側的金屬化過孔中心的距離。根據 Ka 波段標準波導 WR-28 的尺寸，結合EM 仿真軟件的仿真和優化， 可以得到空氣填充介質波導的腔體尺寸為6.74mm×3.18mm。
 
圖 4-2 多層 SISL 不同層腔體間的過渡結構 3D 示意圖
 
如圖 4-1 所示，SISL1 的金屬層 G2 和 SISL2 的金屬層 G9 都充當了該波導的
 
 
短路反射面。為了保證信號經過短路反射片反射后到探針的能量最大，該短路反射面到探針貼片的距離的理論值應該為中心頻率波導波長的四分之一。矩形波導的波導波長計算公式如下：
 
（4-2）
 
 
 
其中???為電磁波自由空間中的工作波長，??????為電磁波在真空中的工作波長。 經過計算可以得到 Ka 波段中心頻率的四分之一波導波長為 2.9mm，根據電磁
仿真軟件的仿真和優化，得到最終的反射面高度為 2.562mm。
圖 4-3 多層 SISL 不同層腔體間的過渡結構G5 層金屬的俯視圖
 
該過渡結構的T 型探針設計在G5 層，其結構如圖 4-3 所示。此處引入的帶狀線結構能夠將SISL 腔體與介質集成波導腔體隔離開，大幅減小寄生效應。探針部分的設計是整個過渡結構設計的關鍵，貼片探針從矩形波導寬邊伸入，以實現 TEM 模式到TE10 模式的轉換。理論上講，該貼片探針應該位于波導 H 面的中心，以實現最大的電場轉換[47]。在本設計中，該貼片探針采用了雙層金屬設計以減小導體損耗，此外對介質層 sub3 的不必要部分進行了切除以減小介質損耗。經過 EM 仿真軟件的仿真和優化，貼片探針部分的尺寸選擇為：a1=6.65mm，b1=3.062mm， w=0.8mm，l=1.2mm，w1=0.32mm，l1=0.47mm，w2=0.495mm，l2=0.2mm，w3=0.25mm， l3=1.5mm。
4.1.2仿真與測試結果
本節提出的過渡結構是使用標準 PCB 工藝制造，如圖 4-4 所示。所有基板堆疊后都通過螺絲釘固定，整個過渡是自封裝的。Sub3 和 Sub3’為 0.254mm 厚的Rogers 5880 介質，其他全部為價格低廉的 0.6mm 厚 FR4 介質。其中圖 4-2 中的SubR 則是由 3 層 0.6mm 厚的雙面覆銅的 FR4 層疊而成，以通過增加波導腔壁的金屬密度來改善基于SISL 的矩形波導的電磁屏蔽性能。
該過渡結構仿真和測試的S 參數結果如圖 4-5 所示?？梢钥闯?，22GHz~40GHz 范圍內，測量的回波損耗整體優于 10dB，最小值小于-40dB。過渡的插入損耗在全頻段小于 1.2dB，與仿真結果具有很良好的一致性。測量結果表明，所提出的多層SISL 不同層腔體過渡結構在 Ka 波段有良好的回波損耗和插入損耗，此外還具有成本低、重量輕和自封裝的優點。
 
圖 4-4 多層 SISL 不同層腔體間的過渡結構加工實物圖
 
 
圖 4-5 多層 SISL 不同層腔體間的過渡結構 S 參數的仿真和測試結果
 
4.2基于多層 SISL 過渡結構的垂直功分器與饋電網絡
4.2.1垂直功分器
根據上一節的過渡原理，我們設計了一種基于多層 SISL 的 Ka 波段垂直功分器，并將其應用于天線陣列的饋電網絡中。垂直功分器的結構如圖 4-6 所示，信號通過左側的貼片探針饋入，激勵起矩形波導的主傳輸模式 TE10 模，然后右側的兩
 
 
個貼片探針平均地接收信號并將信號轉換為 SISL 的準 TEM 模式。兩個接收探針的垂直距離可以按照實際應用場景來調節，本文中的垂直功分器的兩個接收貼片的垂直距離則是由天線單元的垂直高度決定的。與過渡結構一樣，該垂直功分器依舊需要短路反射面來保證信號的最大傳輸率，該短路反射面到探針貼片的距離理論值為波導波長的四分之一。
圖 4-6 垂直功分器與饋電網絡橫截面示意圖
 
垂直功分器的加工實物圖如圖 4-7 所示。其仿真和測量結果則如圖 4-8 所示?？梢钥吹?，20GHz~40GHz 范圍內，即整個 66.7%的相對帶寬內，測量的回波損耗整體優于 10dB，最大值小于-35dB。整個頻段內輸出信號的幅度不平衡度小于± 1dB。根據測量結果，本文提出的垂直功率分配器具有超寬帶寬，并且在整個帶寬上具有良好的性能。
 
圖 4-7  垂直功分器加工實物圖
 
圖 4-8 垂直功分器 S 參數仿真和測試結果
 
4.2.2饋電網絡
為了實現 2×2 天線陣列的饋電，除了上一節介紹的垂直功分器外，還需要兩個平面結構的功分器，如圖 4-6 所示。該平面結構的功分器是基于 SISL 平臺，采用基本的T 形分支線結構設計。T 分支的基本結構如圖 4-9 所示，該結構的分支線與輸入線匹配的條件如下：
 
1 + 1 = 1
 
（4-3）
 
Z1 Z2 Z0
 
 
圖 4-9 T 型分支線原理示意圖
 
理論上合理選擇輸出線的特性阻抗???1和???2，可以實現任意功率分配比例，對于平均分配的方案，???1 = ???2 = 2???0。本文提出的基于 SISL 平臺的分支線功分器，選用的???0為 50 歐姆，???1 = ???2 =100 歐姆。借助 EM 仿真軟件 HFSS 可以得到 50 歐姆和 100 歐姆的SISL 傳輸線寬度分布為 2.1mm 和 1.14mm，如圖 4-10 所示，該功分器設計在Sub3 的上下兩側，通過金屬通孔連接，以減小導體損耗。此外將 Sub3 不必要的介質挖出，盡可能減小介質損耗。
 
 
 
圖 4-10 SISL 平面結構功分器G5 層金屬模型
 
經過EM 仿真和優化，得到的最終尺寸為：d1=2.1mm，d2=1mm，l1=3.2mm， l2=3.17mm，l3=3mm，c=0.8mm。該 SISL 平面T 分支線功分器的仿真結果如圖 4- 11 所示?？梢钥闯?，在 20GHz~30GHz 范圍內，回波損耗整體優于 15dB，最小值小于-35dB，25GHz 處，插入損耗小于 0.1dB。
圖 4-11 SISL 平面結構功分器仿真結果
 
目前為止我們已經完成了垂直功分器與SISL 平面功分器的設計，將兩者根據圖 4-6 所示的結構集成在同一SISL 平臺上，構成 2×2 天線陣列的饋電網絡。該饋電網絡的加工實物圖如圖 4-12 所示。該饋電網絡測量和仿真的結果如圖 4-13 所示。22GHz~28GHz 范圍內，測量的回波損耗整體優于 12dB，整個頻段內的插入損耗優于 1.2dB，幅度不平衡度優于±1dB。
 
圖 4-12 饋電網絡加工實物圖
 
 
圖 4-13 饋電網絡 S 參數仿真和測試結果
 
4.3多層 SISL 設計平臺的天線陣列應用
文獻[49]中提出了一種基于 SISL 的 Vivaldi 天線，其單元結構如圖 4-14 所示
[49]。該天線單元的設計在帶寬和輻射增益方面有十分良好的表現。我們將上一節
的饋電網絡應用于該SISL Vivaldi 天線的 2×2 陣列中。
 
圖 4-14 基于 SISL 的 Vivaldi 天線結構示意圖[49]
 
該天線陣列的加工實物圖如圖 4-15 所示。22.3GHz~25.5GHz 范圍內，該天線陣列的回波損耗測試結果整體優于 10dB，最小值小于-25dB，如圖 4-16 所示。中心頻率25.25GHz 處天線陣列E 面和H 面方向圖的仿真和測試結果如圖4-17 所示?？梢钥闯鰷y試結果與仿真結果保持著良好的一致性，天線的主輻射方向為正 X 方向，副瓣電平均低于-10dB。在25.25GHz 處，實際測得的天線陣列的增益為11.8dB。經過該天線陣列的實驗，進一步驗證了多層 SISL 設計平臺的應用空間和發展前景。
(a) (b)
 
圖 4-15  基于 SISL 的 Vivaldi 天線 2×2 天線陣列加工實物圖。(a)俯視圖；(b)側視圖
 
 
圖 4-16 基于 SISL 的 Vivaldi 天線 2×2 天線陣列回波損耗測試結果
 
 
（a） （b）
 
圖 4-17  基于 SISL 的 Vivaldi 天線陣列方向圖的測試和仿真結果。（a）E 面；（b）H 面；
 
 
 
4.4本章小節
本章首先詳細介紹了 Ka 波段多層 SISL 不同層腔體之間的過渡結構的設計流程和思路。隨后設計了一種基于多層 SISL 的 Ka 波段垂直功分器，并將其應用到SISL2×2 天線陣列中，經過加工和測試，驗證了多層 SISL 設計平臺的應用空間。
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
 
第五章 總結與展望
 
5.1全文總結
本文以在SISL 平臺上實現六端口網絡為目標，首先對該六端口網絡的研究背景和發展現狀進行調研，了解和學習六端口網絡的應用前景以及設計指標和方法。繼而分別介紹了六端口結和二極管檢波器的常用拓撲和工作原理。隨后介紹了SISL 平臺的基本結構和優缺點，提出了多層 SISL 設計平臺，并分析了其結構和優勢。
基于理論的學習和調研，本文進行了 24GHz SISL 六端口網絡的設計，從六端口結電路、二極管檢波器和差分運算放大器三個部分詳細介紹了設計思路和步驟。首先六端口結電路采用三個正交耦合器和一個環形耦合器的拓撲實現，利用雙層走線和介質切除大幅減小了電路的損耗。并根據蜂窩概念進行集成，具有很高的集成度。該六端口結電路與二極管檢波器和差分運算放大電路集成到同一 SISL 平臺中，實現了SISL 六端口網絡。
本文提出了多層SISL 設計平臺，并給出了多層 SISL 不同層腔體間的 Ka 波段過渡方案。實現了 SISL 平臺的垂直方向集成，進一步提高了系統的集成度。此外， 根據該過渡結構，設計了一種基于多層 SISL 的 Ka 波段垂直功分器，在 66.7%的超寬帶寬中表現出良好的性能。并將該垂直功分器應用到基于 SISL 的 2×2 天線陣列中，進一步驗證了多層SISL 的應用前景。
 
5.2本文的不足與后期展望
由于測試環境的限制，包括缺少高頻函數發生器等設備，文中的基于 SISL 的六端口網絡電路只完成了分模塊的測試和分析工作，其整體電路暫未獲得測試結果，文中僅給出了EM 仿真結果，后續作者將尋找合適的測試環境進行測試。
對于多層SISL 的不同層腔體間的過渡結構，本文采用的是介質集成矩形波導來進行電磁場的垂直傳播，但由于其短路反射面的存在，導致在垂直方向上，需要額外的高度來進行反射。后續可以考慮采用其他方式的過渡結構來減小電路的垂直高度。
 
 
 
 
 
 
 
 
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